Klasse B versterkers

Laagfrequent versterkers met 2 vermogentransistor

Jan Genoe

Juni 2024

Basisschema

Pull-up en Pull Down

Benoeming knopen

SPICE code

Klasse B versterker
*
* SUPPLY VOLTAGES
VPOS 8 0 DC	+15V
VNEG 9 0 DC	-15V
*
*  input source
VS1 1 0	DC 0 SIN(0V 5VPEAK 10KHZ)
*
*  PUSH-PULL TRANSISTOR OUTPUT STAGE
Q1 8 1 2 QNPN
Q2 9 1 2 QPNP
*
* Load resistance
RL1 2 0	100
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN	NPN(BF=50)
.model QPNP	PNP(BF=50)

Verloop van Stroom en Spanning

Detail stroom en spanning rond nuldoorgang

Stroom door en spanning over

AC schema

Aangezien in de meeste gevallen de nodige voedingsspanning voor de AC aansturing ($V_{DD2}$) het dubbele is in vergelijking met de aansturing nodig bij het gebruik van $+V_{DD}$ en $-V_{DD}$, zullen we in het verder verloop van dit hoofdstuk in eerste instantie de formules afleiden voor $V_{DD}$. Je kan de in de meeste van deze formules $V_{DD}$ vervangen door $\frac{V_{DD}}{2}$ om deze te gebruiken voor AC aansturing.

Voorinstelspanning

voorinstelspanning met diodes

Voorinstelspanning met transistor

SPICE code:voorinstelspanning met diodes

Klasse B versterker
*
* SUPPLY VOLTAGES
VPOS 8 0 DC +15V
VNEG 9 0 DC -15V
*
VS2 10 0 DC 0 SIN(0V 5VPEAK 10KHZ)
*
D1  13 10   DNOM
RB1 13 8    10K
Q11 8 13 12 QNPN
*
D2  10 14   DNOM
RB2 14 9    10K
Q12 9 14 12 QPNP
*
RL2 12 0 100
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN NPN(BF=50)
.model QPNP PNP(BF=50)
.model DNOM D()

stromen en spanning (met voorinstelspanning)

Stroom door en spanning over (met voorinstelspanning)

SPICE code

.title Klasse B versterker  PUSH-PULL PLACED IN OPAMP FEEDBACK LOOP
*
* SUPPLY VOLTAGES
VPOS 8 0 DC +15V
VNEG 9 0 DC -15V
*
VS3 20 0 DC 0 SIN(0V 5VPEAK 10KHZ)
*
Q21 8 23 22 QNPN
Q22 9 23 22 QPNP
RL3 22 0 100
*
XOpAmp 20 22 8 9 23 8 opamp
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN NPN(BF=50)
.model QPNP PNP(BF=50)
.model DNOM D()

Terugkoppeling: stromen en spanningen

Nuldoorgang van de stromen en de spanningen

Stroom door de transistor als functie van de spanning over

SPICE code

.title Klasse B versterker  PUSH-PULL PLACED IN OPAMP FEEDBACK LOOP
*
* SUPPLY VOLTAGES
VPOS 8 0 DC +2.5V
VNEG 9 0 DC -2.5V
*
VS3 20 0 DC 0 SIN(0V 1VPEAK 10KHZ)
*
Q21 8 23 22 QNPN
Q22 9 23 22 QPNP
RL3 22 0 100
*
XOpAmp 20 22 8 9 23 8 opamp
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN NPN(BF=50)
.model QPNP PNP(BF=50)
.model DNOM D()

Ideale OpAmp

Realistische OpAmp: LMV981-N

Driver Stage

Stroombron als belasting driver trap

Darlington Paar

SPICE code

Darlington
*
*  PUSH-PULL TRANSISTOR OUTPUT STAGE
Q1 3 1 2 QNPN
Q2 3 2 0 QNPN
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN	NPN(BF=50)

Het schema in {numref}Darlington heeft echter 3 problemen:

• thermal runaway
• lage stroomversterking $\beta_F$ bij heel lage stromen aan de basis
• De voorinstelspanning moet verdubbelen.

We kunnen de configuratie van het Darlington paar verbeteren door emitter degeneratie toe te voegen aan de eerste transistor (zie {numref}Darlington_ed).

Op het eerste zicht lijkt het dat het schema in {numref}Darlington_ed ook een dubbele voorinstelspanning gaat nodig hebben, maar dat is niet het geval. De voorinstelspanning in enkel belangrijk bij kleine ingangssignalen, dus in de buurt van de nuldoorgang. Bij deze signalen speelt de tweede transistor geen enkele rol, als we de emitterdegeratie doorgevoerd hebben.

Darlington Paar met emitter degeneratie

SPICE code

Darlington met emitter degeneratie
*
*  PUSH-PULL TRANSISTOR OUTPUT STAGE
Q1 3 1 2 QNPN
Q2 3 2 0 QNPN
RED 2 0 100
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN	NPN(BF=50)

Darlington Paar als drive transistors

Darlington Paar als drive transistors

Het complementaire Darlington Transistor paar

SPICE code

Complementaire Darlington met emitter degeneratie
*
*  PUSH-PULL TRANSISTOR OUTPUT STAGE
Q1 2 1 0 QNPN
Q2 0 2 3 QPNP
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN	NPN(BF=50)
.model QPNP	PNP(BF=50)

SPICE code

Complementaire Darlington met emitter degeneratie
*
*  PUSH-PULL TRANSISTOR OUTPUT STAGE
Q1 2 1 4 QNPN
Q2 0 2 3 QPNP
RED 4 0 100
R2 2 3 100
*
* DEVICE MODELS
.model QNPN	NPN(BF=50)
.model QPNP	PNP(BF=50)

NPN vermogentransistors in de eindtrap

Aangezien de mobiliteit van de elektronen in silicium hoger is dan de mobiliteit van de gaten, zal bij gelijke doperingsprofielen de performantie van de NPN transistor hoger zijn dan deze van de PNP em bovendien zal de NPN minder opwarmen. Daarom kan het voordelig zijn van NPN tranistors te gebruiken voor beide vermogentransistors in de laatste trap.

Merk op dat we in alle schema's van de klasse B versterker steeds het pull-up netwerk aanvangen met een NPN en het pull-down netwerk met een PNP. Aan de hand van Darlington paren of complementaire Darlington paren kunnen we het type van de transistor veranderen in de ketting van de verdere stroomversterking, maar de globale labels (Emitter, Collector, basis) van de pull-up en pull-down blokken blijven deze van de eerste stap in dit blok.

Efficientie van de Klasse B versterker

De theoretische berekening van de efficientie als functie van de uitsturing benaderen we in eerste instantie door enkel de stroom van het pull-up netwerk en het pull down netwerk te bekijken.

$$ \mu = \frac{P_{out}}{P_{in}} = \frac{P_{ac}}{P_{DC}}$$

met de uitsturing ($x$) gedefinieerd als $\frac{V_{ac}}{V_{DD}}$.

Stroombegrenzing

We merken op dat de overstroombeveiliging moet optreden bij de maximale stroom. In dit geval zal, in het geval van een Darlington paar, ook de tweede transistor actief zijn. Dit heeft dan ook tot gevolg dat we het schema van {numref}Bfig4 moeten uitbreiden met een extra diode in het geval van een Darlington paar. Dit tonen we in {numref}Bfig4b.

Stroombegrenzing

Stroom meting in de load

Beveiliging tegen overspanning

Het basisconcept van een beveiliging tegen overspanning is dat de spanning over de transistor gemeten wordt aan de hand van een weerstand.

overspanningsbegrenzing

Beveiliging tegen te hoog vermogen.

De beveiliging tegen te hoog vermogen voeren we in door een lineaire combinatie van de beveiliging tegen te hoge stroom en de beveiliging tegen te hoge spanning. De spanning aan de basis van $T_B$ ($V_b(T_B)$)is de som van de spanning over $R_I$ ($V_{over}(R_I)$) en de spanning over $R_{v1}$. Deze laatste herschrijven we dan weer als een spanningsdeling van de spanning over de vermogentransistors.

$$ V_b(T_B) = R_I I_{door} + \frac{R_{v1}}{R_{v1} + R_{v2}} V_{over} $$

Als we stellen dat de beveiligingstransistor ingrijpt wanneer de basis-emitterspanning 0.7V wordt, is de vergelijking xx de vergelijking van een rechte in de outputkarakteristiek van de vermogentransistor. In de outputkarakteristiek plotten we $I_{door}$ als functie van $V_{over}$, zoals getoond in xx. Door de parameters $R_{v1}$, $R_{v2}$ en $R_{I}$ juist te kiezen bepalen we de gewenste beveiliging.

In {numref}Bfig6 passen we dit concept toe vertrekkende van het schema van {numref}bfig3

begrenzing spanning, stroom en vermogen

hoogdoorlaatfilter aan de ingang

Merk op dat in {numref}figBhoog de weerstand $R_f$ ook dienst doet als bias weerstand van de driver transistor, aangezien $-V_{DD}$ < 0. De nodige bias stroom van deze transtor bepaalt dus de keuze van $R_f$. Dit wil zeggen dat alleen $C_f$ kan gebruikt worden om de hoogdoorlaatfilter te ontwerpen.

Laagdoorlaatfilter aan ingang

Banddoorlaatfilter aan ingang

We kunnen dit verder uitwerken tot:

$$ \frac{V_{filter}}{V_{in}} = \frac{1}{R_{f1}C_{f2}} \frac{j \omega}{ (j \omega)^2 +j \omega (\frac{1}{R_{f1} C_{f1}} + \frac{1}{R_{f2}C_{f2}} + \frac{1}{R_{f1}C_{f2}} )+ \frac{1}{R_{f1} C_{f1}R_{f2}C_{f2} } } $$

We zien dat we 1 nulpunt en 2 polen hebben voor $j \omega$. Deze 2 polen vinden we door de vierkantsvergelijking van de noemer op te lossen naar $j \omega$. De doorlaatband is bepaald door de band tussen de pool bij de laagste frequentie en de pool bij de hoogste frequentie.

Details banddoorlaatfilter

I would rather have questions that can't be answered
than answers that can't be questioned.

Richard Feynman